Referat Der MOSFET als Schalter - Schaltung des MOSFET-Schalters

Der MOSFET als Schalter

Inhaltsverzeichnis

Einleitung

Schaltung des MOSFET-Schalters

Schaltvorgänge

Einschaltvorgang

Kleines Verhältnis L_S/R_st

Grosses Verhältnis L_S/R_st

Ausschaltvorgang

Kleines Verhältnis L_S/R_st

GroSSes Verhältnis L_S/R_st

Kurvenformen und Schaltverluste

Einschalten

Ausschalten

Die antiparallele Diode

Treiberschaltungen

Galvanisch leitende Treiber

Galvanisch getrennte Treiber

Parallelschaltung von MOSFETs

Ungleichheiten des Durchlasswiderstander RDS on

Dynamische Ungleichheiten

Literaturangabe

Neben den üblichen mechanischen Schaltern, wie etwa Relais, finden auch Transistoren als rein elektrische Schalter Verwendung. Der Vorteil von diesen liegt darin, daß es hier keine mechanischen Teile gibt, die abgenutzt werden, und keine Kontakte, die Funken ziehen und oxidieren. Bei den Transistoren stehen die Bipolartypen und die MOSFETs zur Wahl. Letztere bieten gegenüber den Bipolartransistoren noch einige Vorteile.

Zu den wichtigsten Punkten im Schaltbetrieb gehört die Schaltgeschwindigkeit. Sie bestimmt, wie groß die während dem Ein- und Ausschalten am Transistor abfallende Verlustleistung ist. Und davon abhängig ist schließlich die Erwärmung des Transistors und die nötigen Kühleinrichtungen.

Kapazitäten

Leistungs-MOSFETs haben relativ hohe interne Kapazitäten, was auf ihren Aufbau zurückzuführen ist. Um hohe Ströme leiten zu können, haben sie sehr viele parallel geschaltene Elemente und große Kanalbreiten. Je größer der Strom ist, für den ein MOSFET ausgelegt ist, desto größer werden folglich seine Kapazitäten.

Zwischen den drei Anschlüssen des MOSFETs existieren drei Kapazitäten:

Gate-Source-Kapazität C_GS

Gate-Drain-Kapazität C_GD

Drain-Source-Kapazität C_DS

Daraus lassen sich folgende Kapazitäten bilden:

Eingangskapazität (wenn C_DS kurzgeschlossen)

Rückkopplungs-Kapazität

Ausgangskapazität

Induktivitäten

Im Drain- und im Sourcekreis existieren die parasitären Streuinduktivitäten L_S und L_SO.

L_SO stellt eine Gegenkopplung dar. Wenn der Drainstrom ansteigt, wird hier eine Spannung induziert, die den Anstieg des Drainstroms und damit die Schaltgeschwindigkeit verringert. Die Wirkung kann annähernd durch einen Serienwiderstand im Gatekreis dargestellt werden, wobei g_fs die Steilheit di_D/du_GS ist.

Ansteuerwiderstand

R_st stellt den Innenwiderstand der Ansteuerschaltung dar. Je größer er ist, desto träger und indirekter wird die Reaktion der tatsächlichen Spannung U_GS auf eine Anderung der Ansteuerspannung U_ST.

Last

L ist die Last, die ein- oder auszuschalten ist. Oft besteht sie aus Motoren, also aus Induktivitäten.

Da diese Induktivität auch nach dem Abschalten ihren momentanen Strom vorerst beibehalten muß, würde die Spannung an dieser ansteigen und den sperrenden MOSFET zerstören. Um dies zu verhindern, wird eine Diode parallel geschalten, über die der Strom fließen kann.

Sperrt der MOSFET, so liegt an ihm die gesamte Betriebsspannung, aber es fließt kein Strom (Arbeitspunkt A₁). Die am MOSFET abfallende Verlustleistung, also das Produkt aus Spannung und Strom, ist Null. Im leitenden Betrieb fließt der gesamte Betriebsstrom durch den MOSFET, aber die abfallende Spannung ist klein (Arbeitspunkt A₂). So ist auch die Verlustleistung klein. Während eines Schaltvorganges, dem Übergang zwischen den beiden Zuständen, haben sowohl die Spannung als auch der Strom nicht zu vernachlässigende Größen (Arbeitspunkt A₃), daher ist hier die Verlustleistung am größten.

Das Verhältnis L_S/R_st hat einen wesentlichen Einfluß auf den Verlauf der Drainspannung und damit auf die für das Schalten benötigte Zeit. Ist das Verhältnis klein, verläuft die Drainspannung so, als ob ein rein ohmscher Widerstand im Drainkreis vorhanden wäre. Bei einem mittleren Verhältnis treten insbesondere beim Ausschalten Überschwinger auf. Diese Überschwinger werden bei einem großen Verhältnis noch größer und können den Transistor zerstören.

Im folgenden werden die Einschaltvorgänge und die Ausschaltvorgänge sowohl für ein kleines L_S/R_st als auch für ein großes L_S/R_st beschrieben. Dabei läßt sich der Ein-schaltvorgang in drei Phasen teilen, der Ausschaltvorgang hat vier Phasen. Die Diagramme zeigen den Verlauf der Gate-Source-Spannung, des Drainstromes und der Drainspannung. Die Schaltungen stellen die in Kapitel 2 vorgestellte Schaltung dar, enthalten jedoch nur die Elemente, die für die jeweilige Phase von Bedeutung sind.

Miller-Effekt

Da bei den Schaltvorgängen der Miller-Effekt auftritt, soll er hier knapp erläutert werden.

Hier liegt die Kapazität C parallel zur Gate-Drain-Strecke des MOSFETs.

Nebenstehend ist ein Ersatzschaltbild für die obige Schaltung gezeigt, das den Miller-Effekt erklärt. Er besagt, daß die Kapazität C parallel zur Gate-Drain-Strecke so wirkt, wie eine Kapazität parallel zur Gate-Source-Strecke, die den Wert V*C besitzt. C ist der Wert der obigen Kapazität, V ist die Spannungsverstärkung des MOSFET.

Kennlinienfeld des MOSFET

Einschaltvorgang

Ausschaltvorgang

Kurvenformen und Schaltverluste

Hier soll nochmals der Verlauf des Drainstromes und der Drainspannung beim Ein- und Ausschalten für unterschiedliche Verhältnisse von L_S/R_st gezeigt werden. Weiters ist die daraus resultierende Verlustenergie zu sehen.

Einschalten

a) Großes Verhältnis L_S/R_st
aufgrund kleinem R_st (R_st=5W, L_S=200nH)

Die Spannung an L_S ist groß, die Drainspannung bricht schnell zusammen. Die Einschaltenergie ist daher sehr klein.

b) Mittleres Verhältnis L_S/R_st
(R_st=50W, L_S=200nH)

Der Spannungsabfall an L_S ist kleiner, die Abfallzeit der Drainspannung ist viel länger und damit ist die Schaltenergie viel größer.

c) Großes Verhältnis L_S/R_st
aufgrund großem L_S (R_st=50W, L_S=1mH)

Durch Vergrößerung von L_S gegenüber b ist der Spannungsabfall an L_S größer, die Abfallzeit der Drainspannung kleiner, die Schaltenergie ebenfalls kleiner.

Ausschalten

a) Großes Verhältnis L_S/R_st
aufgrund kleinem R_st (R_st=5W, L_S=200nH)

Die in L_S induzierte Spannung ist groß. Die überschwingende Drainspannung ist bei 95 V abgekappt (geklemmt). Die Abschaltenergie ist um drei Zehnerpotenzen größer als die Einschaltenergie.

b) Mittleres Verhältnis L_S/R_st
(R_st=50W, L_S=200nH)

Die in L_S induzierte Spannung ist kleiner und erreicht nicht den Apkapp-Pegel. Der Spannungsanstieg ist länger. Daher ist auch die Abschaltenergie um eine Zehnerpotenz größer als im Fall a.

c) Großes Verhältnis L_S/R_st
aufgrund großem L_S (R_st=50W, L_S=1mH)

Die in L_S induzierte Spannung ist recht groß und die Anstiegszeit der Drainspannung ist relativ klein. Der Spannungs-Überschwinger wird bei 95 V abgeklemmt. Die gesamten Schaltverluste sind größer als im Fall b, aber sie teilen sich auf in 285mJ reine Schaltenergie und 1150mJ Klemmenergie.

Bedingt durch den Aufbau enthält jeder Leistungs-MOSFET eine zur Source-Drain-Strecke parallel liegende PN-Sperrschicht, die als Diode wirkt. Im Normalbetrieb wird diese Diode in Sperrichtung betrieben und stört nicht; nur wenn eine inverse Spannung am Transistor anliegt tritt sie in Erscheinung.

Wird die Spannung am MOSFET durch das Schalten des MOSFET umgepolt, so daß die Diode vom leitenden in den sperrenden Zustand gerät, so muß die Diode "ausgeräumt", also umgeladen, werden. Die dafür benötigte Zeit wird als Rückwärts-Erholzeit bezeichnet. Da diese Diode eine normale Sperrschichtdiode ist, ist sie relativ langsam, das heißt die Rückwärts-Erholzeit dauert lange im Vergleich zu den Schaltzeiten des MOSFET, was die Schaltzeit insgesamt verlängert.

Der zum Ausräumen benötigte Strom kann sehr hoch werden, so daß er sogar andere Elemente zerstören kann. Verhindern läßt sich dies nur durch eine langsamere Ansteuerung des MOSFETs, was aber die Schaltzeit verlängert.

Der Einfluß dieser Diode läßt sich aber gänzlich durch die äußere Beschaltung mit zwei anderen Dioden wie in der nebenstehenden Schaltung beseitigen. D₁ muß eine schnelle Diode mit geringer Sperrspannung sein; am besten ist eine Schottky-Diode mit 20 V Sperrspannung und dem gleichen Maximalstrom wie der des MOSFET. D₂ muß ebenfalls schnell sein und den Maximalstrom des MOSFET bewältigen, ihre Sperrspannung muß der des MOSFET entsprechen. Hier finden Epitaxie-Dioden, Schottky-Dioden und ionenimplatierte Dioden Verwendung. Tritt nun eine negative Spannung auf, so sperrt D₁ und schaltet die interne Diode damit aus. D₂ übernimmt deren Strom.

Die Schaltung, die den MOSFET ansteuert, wird Treiber genannt. Sie hat großen Einfluß darauf, wie schnell die Ein- und Ausschaltvorgänge ablaufen und wie groß folglich die Schaltverluste ausfallen. Maßgebend hierfür ist der Innenwiderstand des Treibers. Ist dieser groß, so dauert es wesentlich länger, bis die Kapazitäten im MOSFET geladen werden und das entsprechende Potential annehmen. Das hat große Schaltverluste zur Folge, der MOSFET wird wärmer und seine Grenzen sind schon bei geringeren zu schaltenden Leistungen erreicht.

Der Innenwiderstand sollte daher möglichst klein sein. Es gibt verschiedene Schaltungsvarianten, um einen solchen Treiber zu realisieren.

Galvanisch leitende Treiber

Ist keine Potentialfreiheit erforderlich, so können Treiber verwendet werden, bei denen die Ansteuerung elektrisch leitend mit dem MOSFET verbunden ist.

Die nebenstehende Schaltung stellt einen einfachen Treiber mit zwei Open-Collector-TTL-Elementen dar. Durch die Parallelschaltung dieser erzielt man einen geringeren Innenwiderstand. Die Einschaltzeit dauert hier jedoch länger als die Ausschaltzeit. Dies ist dadurch begründet, daß beim Einschalten der Gateanschluß auf High gezogen und damit über die beiden Widerstände geladen wird. Hingegen beim Ausschalten schalten die Transistoren der TTL-Endstufen durch und entladen das Gate damit über eine wesentlich niederohmigere Verbindung.

Eine Komplementärstufe, wie sie in der nebenstehenden Schaltung zu sehen ist, hat sowohl beim Einschalten als auch beim Ausschalten einen niedrigen Innenwiderstand. Damit lassen sich niedrige Schaltzeiten erreichen. Es können auch CMOS-Bauteile verwendet werden, da diese am Ausgang eine Komplementärstufe haben. Schaltet man mehrere CMOS-Elemente parallel, können Schaltzeiten im Bereich von 100ns erreicht werden.

Mit diesem Treiber läßt sich eine spezielle Impulsform am Gate das MOSFETs erzeugen. So lassen sich die Einschaltflanke und die Ausschaltflanke unterschiedlich steil machen. Bewirkt wird dieses Verhalten durch die Gegenkopplung, die vom Ausgang des Treibers an den invertierenden Eingang des OPVs zurückführt und spezielle Teile, wie Kondensator und Dioden, enthält. Abhängig von den verwendeten Bauteilen entstehen verschiedene Flankenformen.

Galvanisch getrennte Treiber

Diese Treiber eignen sich für Anwendungen, deren Ansteuerung aus technischen oder sicherheitsbezogenen Gründen potentialfrei und galvanisch getrennt vom MOSFET arbeiten muß.

Bei dieser einfachen Schaltung wird ein normaler Treiber verwendet, der über einen Transformator den MOSFET potentialfrei ansteuert. Da durch den Transformator nur Wechselspannung gelangt, ist der Gleichspannungsanteil an der Sekundärseite immer gleich Null. Dadurch könnte aber bei stark ungleichem Tastverhältnis der Ansteuerimpulse das Problem auftreten, daß die Aussteuerspannung des langen Impulses für den MOSFET zu gering ist. Daher ist diese Schaltung nur für Tastverhältnisse von 30% bis 70% geeignet.

Um dem obigen Problem entgegenzuwirken, wird bei dieser Schaltung dem Sekundärsignal eine Gleichspannung überlagert, die auch bei einem langen Ansteuerimpuls das Ansteuern des MOSFETs ermöglichen soll. Die Gleichspannung wird durch den Kondensator und die Diode zwischen dem Transformator und dem MOSFET erzeugt. Im Betrieb ist der Kondensator so aufgeladen, daß auf der Seite des MOSFETs das positivere Potential liegt. Liegt an der Trafosekundärseite nun ein positiver, kleiner Impuls, so wird der Kondensator potentialmäßig nach oben verschoben und der MOSFET wird angesteuert. Negative Impulse hingegen laden über die Diode den Kondensator.

Ist der Ansteuerimpuls kurz und die Pause lang, so ist die negative Spannung, die den Kondensator lädt, klein. Dies ist gut so, da der Ansteuerimpuls nun ohnehin hoch genug ist; eine hohe Kondensatorspannung würde das Ansteuersignal so weit nach oben verschieben, daß der FET eventuell ständig durchgeschalten wäre. Genau dieses Problem besteht bei einem Wechsel des Tastverhältnisses des Ansteuersignals von einem langen zu einem kurzen Impuls. Hierbei muß beachtet werden, daß der FET so lange durchgeschalten sein könnte, bis der Kondensator auf die niedrigere Spannung entladen ist.

Der Widerstand parallel zur Diode muß sehr hochohmig sein und dient schlicht dazu, eventuelle statische Aufladungen am Gateanschluß abzuführen.

Mit dieser Schaltung sind Tastverhältnisse von 5% bis 95% möglich.

Der Literatur war zu entnehmen, daß die Ansteuerimpulse nicht zu steil sein dürfen. Es wurde jedoch keine Begründung geliefert.

Diese Schaltung verwendet einen Optokoppler, um eine potentialfreie Ansteuerung zu ermöglichen. Gegenüber den Varianten mit einem Transformator funktioniert sie auch bei sehr extremen Tastverhältnissen.

Sind große Leistungen zu schalten, so kann der Schalter nicht mehr mit einem einzigen MOSFET realisiert werden. Es müssen mehrere MOSFET-Schalter parallel betrieben werden, um die Leistung aufzuteilen. Hierbei ist besonders zu beachten, daß alle MOSFETs gleichmäßig belastet werden, da andernfalls ein solcher stärker belasteter MOSFET durch die zu hohe Leistung zerstört werden könnte.

Alle wichtigen Kenndaten des MOSFETs haben Streuungen. Im folgenden werden für den Parallelbetrieb wichtige Kennwerte aufgelistet.

Ungleichheiten MOSFET-Parameter, wie etwa der Durchlaßwiderstände R_{DS on}

Ungleichheiten der äußeren und der parasitären Schaltelemente

Dynamische Ungleichheiten mit Einfluß auf die Form der Schaltkurven, die Steig- und Fallzeiten, Phasenbeziehung zwischen Drainspannung und Drainstrom, und damit auch auf die Verlustleistung beim Schalten

Ungleichheiten des Durchlasswiderstander RDS on

Während der Phase, in der die MOSFETs leiten, ist der Durchlaßwiderstand R_{SD on}, also der Widerstand, den der Schalter auch im leitenden Zustand noch darstellt, von Bedeutung. Vorteilhaft ist hier der positive Temperaturkoeffizienten der MOSFETs. Erhält nun ein MOSFET mehr Strom und erwärmt sich daher, so wird sein Durchlaßwiderstand größer, was den Drainstrom vermindert. Allerdings muß dazu jeder MOSFET die Möglichkeit haben, seine eigene Temperatur anzunehmen, das heißt die einzelnen MOSFETs dürfen nicht etwa am selben Kühlkörper montiert sein, da hier alle MOSFETs trotz ihrer etwaigen Ungleichheiten nahezu die selbe Temperatur annehmen müßten.

Zum Vergleich sei erwähnt, daß Bipolartransistoren hingegen einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzen, was sich nachteilig auf dieses Verhalten auswirkt.

Die Unterschiede von R_{SD on} sind bei MOSFETs aus der selben Fabrikationsserie wesentlich kleiner als die im Datenblatt angegebenen Streuungen. Es ist daher empfehlenswert, nur MOSFETs aus der selben Serie parallel zu schalten.

Dynamische Ungleichheiten

Diese Ungleichheiten sind weit schwerer kontrollierbar. Ihr Einfluß hat primär auf die Schaltphase Einfluß.

Das nebenstehende Ersatzschaltbild stellt die Elemente dar, deren Streuungen unterschiedliche Schaltverhalten der MOSFETs verursachen. Beteiligt sind hier die Streuinduktivitäten und die Innenwiderstände der Treiber. Weiters existieren die Streuungen der Kenndaten des MOSFETs selbst, dies sind die Steilheit g_fs, die Schwellspannung U_T und die internen Kapazitäten C_GD und C_GS.

Schwellspannung, Steilheit

Durch diese Streuungen werden die MOSFETs unterschiedlich belastet. Als Beispiel sei eine Messung erwähnt, bei der 11 MOSFETs einen Strom von 385A schalten mußten, folglich jeder MOSFET 35A aufnehmen müßte. Ein MOSFET davon besitzt eine Schwellspannung von 3V, die anderen von 2V. Weiters besitzt dieser eine MOSFET eine Steilheit von 14A/V, die übrigen 10V/A. Beim Einschalten wird an dem einen MOSFET bis zu dreimal soviel Schaltenergie umgesetzt, wie an den übrigen Schaltern. Im leitenden Betrieb betrug der Drainstrom dieses einen MOSFET nicht 35A, sondern 50A. Beim Ausschalten stieg er sogar kurzzeitig auf 55A an, da er aufgrund seiner niedrigen Schwellspannung erst später als die anderen zu sperren beginnt. Solche großen Ungleichheiten können vermindert werden, indem erstens der Schaltvorgang sehr kurz gehalten wird und zweitens, wie schon erwähnt, MOSFETs aus der selben Serie verwendet werden.

Die Spannungsverstärkung und damit die Belastung eines einzelnen MOSFET ist von der Steilheit abhängig. Das Ausmaß dieser Abhängigkeit wird nun durch das Verhältnis L_D/R_G bestimmt, das analog mit dem zuvor behandelten L_S/R_st ist. Ist dieser Verhältnis klein, so wirkt sich die Steilheit stark auf den Drainstrom beim Schalten aus. Jedoch bei einem großen Verhältnis L_D/R_G ist die Auswirkung geringer.

Eingangskapazitäten

Einen weiteren Einfluß haben die Eingangskapazitäten C_GS und C_GD. Es sei eine Parallelschaltung von zwei MOSFETs mit den Drainströmen i_D1 und i_D2  angenommen. Steuert man jeden MOSFET über einen einzelnen Widerstand R an, so kann durch die Ungleichheiten der Kapazitäten beim Ein- beziehungsweise Ausschalten der nebenstehende Verlauf der beiden Drainströme auftreten, da die MOSFETs nun über zwei Widerstände voneinander entkoppelt sind. Dadurch ergeben sich unterschiedliche Zeitkonstanten, R*(C_GS1+h₁*C_GD1) und R*(C_GS2+h₂*C_GD2), wobei der Faktor h die scheinbare Vergrößerung von C_GD den Miller-Effekt darstellen soll. Besser ist die Schaltungsvariante, bei der beide Gate-Anschlüsse direkt miteinander verbunden sind und gemeinsam über einen Widerstand angesteuert werden. Hier sind die beiden Gates nicht entkoppelt und haben die gleiche Zeitkonstante R*(C_GS1+C_GS2+h₁*C_GD1+h₂*C_GD2). Die beiden Drainströme verlaufen folglich einigermaßen identisch.

Die beste Methode gegen die Kapazitäten ist daher, alle Gates direkt miteinander zu verbinden. Die Streuinduktivitäten, Kapazitäten und der hochverstärkende MOSFET bilden leicht einen Hochfrequenzoszillator. Daher können bei der direkten Zusammenschaltung aller Gates durch das Fehlen jeglicher Dämpfung leicht Schwingungen entstehen. Um das zu verhindern, wird direkt vor dem Gate-Anschluß entweder ein kleiner Dämpfungswiderstand eingebaut oder eine Ferrit-Perle über den Zuleitungsdraht geschoben. Bei der Variante mit den Widerständen wird jeder vor das Gate geschaltete Widerstand mit 0 *R*n dimensioniert. R stellt den gemeinsamen Widerstand dar, bevor die einzelnen Gate-Anschlüsse abzweigen, und n entspricht der Anzahl der verwendeten parallelgeschalteten MOSFETs. Der Faktor 0 stellt eine 10-prozentige Gate-Entkoppelung dar. Dieser Wert reicht meist aus, um die Schwingungen zu unterbinden.

Induktivitäten

Werden zwei Gate-Anschlüsse direkt miteinander verbunden, so sind auch beide Drainströme der MOSFETs sowohl im leitenden Betrieb als auch während des Schaltens gleich. Wenn die Induktivitäten im Drainkreis Unterschiede aufweisen, bleibt der Drainstrom trotzdem gleich, jedoch die Drainspannungen beim Schalten und damit die Verlustleistungen unterscheiden sich voneinander. Die nebenstehende Tabelle zeigt typische Unterschiede der Abschaltenergien bei einer Abweichung der Draininduktivität um 25% an einem HEXFET des Typs IRF 150. Die gemeinsame Versorgung beträgt 50V, der Gesamtdrainstrom 70A, die gemeinsame Draininduktivität L_D=50nH, L_D1=75nH, L_D2=125nH und die gemeinsame Sourceinduktivität L_So=20nH. Es ist ersichtlich, daß sich die Abschaltenergien nicht stark voneinander unterscheiden.

Störender sind Abweichungen im Sourcekreis. Diese verursachen Unterschiede im Strom, in der Spannung und damit auch in der Schaltleistung. Die nebenstehende Tabelle zeigt die Abschaltverluste für 2 und für 11 parallelgeschaltene MOSFETs IRF 150 mit den Daten L_D=50nH, L_D1=L_D2=100nH, L_so1=15nH, L_so2=25nH. Da sich hier auch der Strom ändert, sind hier die Leistungsunterschiede größer als bei Abweichungen der Draininduktivität. Grundsätzlich verlängert eine größere Sourceinduktivität die Abschaltzeit und vergrößert damit die Schaltleistung.

Je größer die Induktivität im Sourcekreis ist, desto länger ist die Abschaltzeit und desto größer ist damit die Verlustleistung beim Abschalten.

Designing with TMOS Power MOSFETs

Motorola Semiconductor Products Inc.

AN-913 Application Note

Die Schaltungstechnik von Leistungs-MOSFETs

Elektronik Arbeitsblatt Nr. 161

Elektronik 16/12.8.1983; 17/26.8.1983; 18/9.9.1983; 19/23.9.1983